接地平面
實際上需要討論的內容遠不止本文提到的這些，但是我們會重點突出一些關鍵特性並鼓勵讀者進一步**這個問題。
接地平面起到公共基準電壓的作用，提供遮蔽，能夠散熱和減小寄生電感(但它也會增加寄生電容)的功能。雖然使用接地平面有許多好處，但是在實現時也必須小心，因為它對能夠做的和不能夠做的都有一些限制。
理想情況下，pcb有一層應該專門用作接地平面。這樣當整個平面不被破壞時才會產生最好的結果。千萬不要挪用此專用層中接地平面的區域用於連線其它訊號。
由於接地平面可以消除導體和接地平面之間的磁場，所以可以減小印製線電感。如果破壞接地平面的某個區域，會給接地平面上面或下面的印製線引入意想不到的寄生電感。因為接地平面通常具有很大的表面積和橫截面積，所以使接地平面的電阻保持最小值。
在低頻段，電流會選擇電阻最小的路徑，但是在高頻段，電流會選擇阻抗最小的路徑。
然而也有例外，有時候小的接地平面會更好。如果將接地平面從輸入或者輸出焊盤下挪開，高速運算放大器會更好地工作。因為在輸入端的接地平面引入的寄生電容，增加了運算放大器的輸入電容，減小了相位裕量，從而造成不穩定性。
正如在寄生效應一節的討論中所看到的，運算放大器輸入端1 pf的電容能引起很明顯的尖脈衝。輸出端的容性負載——包括寄生的容性負載——造成了反饋環路中的極點。這會降低相位裕量並造成電路變得不穩定。
如果有可能的話，模擬電路和數位電路——包括各自的地和接地平面——應該分開。快速的上公升沿會造成電流毛刺流入接地平面。這些快速的電流毛刺引起的雜訊會破壞模擬效能。
模擬地和數字地(以及電源)應該被連線到乙個共用的接地點以便降低迴圈流動的數字和模擬接地電流和雜訊。
在高頻段，必須考慮一種稱為「趨膚效應」的現象。趨膚效應會引起電流流向導線的外表面——結果會使得導線的橫截面變窄，因此使直流(dc)電阻增大。雖然趨膚效應超出了本文討論的範圍，這裡還是給出銅線中趨膚深度(skin depth)的乙個很好的近似公式(以cm為單位)：
低靈敏度的電鍍金屬有助於減小趨膚效應。封裝
運算放大器通常採用不同的封裝形式。所選的封裝會影響放大器的高頻效能。主要的影響包括寄生效應(前面提到的)和訊號路徑。這裡我們集中討論放大器的路徑輸入、輸出和電源。
圖9示出了採用soic封裝(a)和sot-23封裝(b)的運算放大器之間的佈線區別。每種封裝都有它自身的一些問題。重點看(a)，仔細觀察反饋路徑就發現有多種方法連線反饋。
最重要的是保證印製線長度最短。反饋路徑中的寄生電感會引起振鈴和過衝。在圖9(a)和9(b)中，環繞放大器連線反饋路徑。
圖9(c)示出了另外一種方法——在soic封裝下面連線反饋路徑——這樣就減小了反饋路徑的長度。每種方法都有細微的差別。第一種方法會導致印製線過長，會增大串聯電感。
第二種方法採用了通孔，會引起寄生電容和寄生電感。在給pcb佈線時必須要考慮這些寄生效應的影響及其隱含的問題。sot-23佈線差幾乎是最理想的：
反饋印製線長度最短，而且很少利用通孔；負載和旁路電容從很短的路徑返回到相同的地線連線；正電源端的電容(圖9(b)中未示出)直接放在pcb背面的負電源電容的下面。
低失真放大器的引腳排列：adi公司提供的一些運算放大器(例如ad80451)採用了一種新的低失真引腳排列，有助於消除上面提及的兩個問題；而且它還提高了其它兩個重要方面的效能。lfcsp的低失真引腳排列，如圖10所示，將傳統運算放大器的引腳排列按著逆時針方向移動乙個引腳並且增加了乙個輸出引腳作為專用的反饋引腳。
低失真引腳排列允許輸出引腳(專用反饋引腳)和反相輸入引腳之間可以靠近連線，如圖11所示。這樣極大地簡化和改善了佈線。
這種引腳排列還有乙個好處就是降低了二次諧波失真。傳統運算放大器的引腳配置中引起二次諧波失真的乙個原因是同相輸入和負電源引腳之間的耦合作用。lfcsp封裝的低失真引腳排列消除了這種耦合所以極大地降低了二次諧波失真；在有些情況下最多可降低14 db。
圖12示出了ad80992採用soic封裝和lfcsp封裝失真效能的差別。
這種封裝還有乙個好處——功耗低。lfcsp封裝有乙個裸露的焊盤，它降低了封裝的熱阻，從而能改善θja值約40%。因為降低了熱阻，所以降低了器件的工作溫度，也就相當於提高可靠性。
目前，adi公司提供採用新的低失真引腳排列的三種高速運算放大器：ad8045，ad8099和ad80003。佈線和遮蔽
pcb上存在各種各樣的模擬和數碼訊號，包括從高到低的電壓或電流，從dc到ghz頻率範圍。保證這些訊號不相互干擾是非常困難的。
回顧前面「誰都別信」部分的建議，最關鍵的是預先思考並且為了如何處理pcb上的訊號制定出乙個計畫。重要的是注意哪些訊號是敏感訊號並且確定必須採取何種措施來保證訊號的完整性。接地平面為電訊號提供乙個公共參考點，也可以用於遮蔽。
如果需要進行訊號隔離，首先應該在訊號印製線之間留出物理距離。下面是一些值得借鑑的實踐經驗：
*減小同一pcb中長並聯線的長度和訊號印製線間的接近程度可以降低電感耦合。
*減小相鄰層的長印製線長度可以防止電容耦合。
*需要高隔離度的訊號印製線應該走不同的層而且——如果它們無法完全隔離的話——應該走正交印製線，而且將接地平面置於它們之間。正交佈線可以將電容耦合減至最小，而且地線會形成一種電遮蔽。在構成控制阻抗印製線時可以採用這種方法。
高頻(rf)訊號通常在控制阻抗印製線上流動。就是說，該印製線保持一種特徵阻抗，例如50 ω(rf應用中的典型值)。兩種最常見的控制阻抗印製線，微帶線4和帶狀線5都可以達到類似的效果，但是實現的方法不同。
微帶控制阻抗印製線，如圖13所示，可以用在pcb的任意一面；它直接採用其下面的接地平面作為其參考平面。
公式(6)可以用於計算一塊fr4板的特徵阻抗。
h表示從接地平面到訊號印製線之間的距離，w表示印製線寬度，t表示印製線厚度；全部尺寸均以密耳(mils)(10-3英吋)為單位。er表示pcb材料的介電常數。
帶狀控制阻抗印製線(參見圖14)採用了兩層接地平面，訊號印製線夾在其中。這種方法使用了較多的印製線，需要的pcb層數更多，對電介質厚度變化敏感，而且成本更高—所以通常只用於要求嚴格的應用中。
用於帶狀線的特徵阻抗計算公式如公式(7)所示。
保護環，或者說「隔離環」，是運算放大器常用的另一種遮蔽方法，它用於防止寄生電流進入敏感結點。其基本原理很簡單——用一條保護導線將敏感結點完全包圍起來，導線保持或者迫使它保持(低阻抗)與敏感結點相同的電勢，因此使吸收的寄生電流遠離了敏感結點。圖15(a)示出了用於運算放大器反相配置和同相配置中的保護環的原理圖。
圖15(b)示出用於sot-23-5封裝中兩種保護環的典型佈線方法。
結語高水平的pcb佈線對成功的運算放大器電路設計是很重要的，尤其是對高速電路。乙個好的原理圖是好的佈線的基礎；電路設計工程師和佈線設計工程師之間的緊密配合是根本，尤其是關於器件和接線的位置問題。需要考慮的問題包括旁路電源，減小寄生效應，採用接地平面，運算放大器封裝的影響，以及佈線和遮蔽的方法。■
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