llc電路擁有開關損耗小的特點，適用於高頻和高功率的設計。但很多人會遇到自己設計出的llc電路功率偏低的問題，導致llc電路功率低下的問題多種多樣，本文將以乙個半橋諧振llc為例，全面的觀察功率低下的原因，並試著給出相應的解決辦法。
在這個例子當中，llc和pfc基本都在執行，但效率僅為88%，經過多次試驗得出如下一組引數，能獲得87-88%的效率，便無法在繼續提高。下面是諧振網路的引數和波形。
pfc鐵矽鋁磁環as130，外徑33mm，磁導率60，電感量330uh,75圈0.75mm銅線。
pfc二極體：mur460；
pfcmosfet:7n60；
pfc輸出電壓395v，能正常執行；
負載：輸出24v,6a146w；
llc級諧振網路：
諧振電感：ls175uh；
諧振電容：cs，15nf；
勵磁電感：lm,850uh；
m=lm/ls=5；
q=0.5；
fr=100khz；
磁芯：eer3542/np44/5/5變壓器匝比8.5，初級3股0.4，次級6股0.4。
開關：7n60
二極體20/150肖特基（沒有特意匹配適合的功率器件，經過計算二極體用60v就可以了。）
滿載150瓦開關頻率82k，略低於諧振頻率，波形如圖1所示，看起來算是正常。
圖1黃色為半橋中點
藍色為用電流互感器測試到的諧振網路的電流波。
下面就針對效率低下的問題，找出了幾個思考點，試著從中找出效率低下的原因。
思考1因為工作在低於諧振頻率時，也是zvs狀態，而且次級能zcs。所以也是比較有吸引力。但是初級mosfet關斷電流為勵磁電感的最大電流，所以較低的勵磁電感會造成mosfet關閉耗損加大。
在第一次的引數中初級勵磁電感只有550uh,針對這點重新計算了諧振網路的引數，將勵磁電感提高到了850uh，但是問題依然是存在。
相比550uh的勵磁電感而言但是效率還是有一點提公升的，至少在空載時看到的勵磁電感電流的峰值是下降了。
圖2思考2：
次級二極體在初級的諧振網路電流等於勵磁電感的電流後停止傳遞，自然阻斷zcs。但是在滿載時候振盪嚴重，這一現象是否會惡化效率，還是說並無影響？
滿載150瓦，次級二極體電壓波形，沒有測試電流波形。
圖3思考3：
因為考慮的過載保護使用了二極體鉗位和兩個諧振電容的方案，不知這樣是否對效率存在影響。
針對這幾點思考，下面給出了相應的修改意見。
建議1增大點工作頻率，或者說測試下實際諧振電感的感值和諧振電容容值，計算諧振頻率，將開關頻率設的略大於諧振頻率比較好，因為由於死區的原因會導致等效的開關頻率減小。
建議2在滿足增益的條件下，在過載時開關頻率不要過低，因為會導致在過載時副邊的漏感和原邊的節電容進行諧振。
建議3整機效率偏低，需要首先將pfc和dcdc部分分開測試，觀察是由哪部分引起效率偏低的。單純去增大勵磁電感，雖然是減小了勵磁電流，但是對實現zvs條件不利，為了實現zvs就需要更長的死區來彌補了。效率不一定會有提公升。
建議4如果是pfc部分效率因為功率比較小，建議採用crm或者dcm模式，如果空間不是問題，可以採用鐵氧體來提公升效率。
效率與很多因素有關係，沒有乙個絕對的參考值。在半導體器件選型的基礎上通過修改諧振元件的引數盡量去優化效率就可以了。
q值可以算出來，在波形上也可以看出來。次級零流關斷後勵磁電流還在上公升，就是諧振電容容量偏大了。
或者可以先把次級繞組的截面積加大，再觀察一下效率。
進一步修改
採用了上述的建議之後，再次進行試驗。這次滿載30分鐘測試得到的效率，在89.6%，與上次的引數相比效率提高了1%以上。下面是這次的各種引數：
vacin=220v
vpfcin=396v
vo=24v
io=6a
core:eer3542/pc40
ls=173uh
m=5lm=850uh
cs=14nf
fs=103khz
gnor=1.118
gmax=1.165
gpk=gmax*1.1=1.28
n=9qe=0.52
圖4從引數的思考：
電感量的加大，減弱了勵磁電流的的幅度,減少了初級mosfet的關斷耗損。
初級匝數的減低，從44減低到36。
次級電流密度加大從6跟0.4加大到8跟0.4。
峰值增益沒有考慮最低輸入電壓360v，而是從380v開始計算，因為需要的最大增益（分壓網路的分壓比）需要的較小，只需要1.16，只考慮10%的餘量（實際增益到峰值），滿足輸出電壓所需要的網路分壓比只需要1.28。
根據q值表選擇到0.52。
然後得到諧振網路的元件值。由於有較大的諧振電感所以需要初級和次級之間的物理距離加大到6-8mm，才能保證170uh的漏感。通過控制初級和次級之間的物理距離能得到合適的漏感量。
e開關頻率依然低於的預計諧振頻率，應該要把開關頻率提高到諧振頻率附近。（不足之處開關頻率依然低於諧振頻率太多）
將初級的36圈，降低到34圈，匝比為8.5。但是由於初級匝數的降低漏感也發生了變化，於是需要對發生變化的漏感ls=155uh，重新計算了諧振網路的值，cs=12nf諧振頻率接近115khz。
勵磁電感為750uh。
當調整好引數滿載時，確實發現：通過減低匝比來降低滿載時諧振網路的增益值，確實而有效的提公升了開關頻率。滿載時的開關頻率為109k，諧振頻率為115k，已經比較接近。
觀察電流波形，也有比較好的效果。如圖5所示。
圖5本篇文章對llc電路效率較低的問題進行了較為實際的，且全方位的分析，並且給出了同樣全面地整改方法。如果大家也在設計過程當中遇到了同樣的問題，不如仔細閱讀以下本篇文章，或許就能找到相應的解決方法。
半橋llc電路中的波形從何而來？
2014-11-24 11:42**：電源網作者：鈴鐺
半橋由兩個功率開關器件組成，以中間點為輸出，向外提供方波訊號。llc電路是一種包含了電容、電阻、電感等元件的電路網路。在半橋llc當中，存在著各種各樣的波形，那麼這些波形是如何產生的呢?
這些波形又為何存在?
圖1如果想要對半橋llc所產生波形進行分析，首先就需要從基本的諧振電路開始入手。圖1是半橋llc電路中經常被來用作參考的波形圖，雖然給出了波形，但是卻沒有給出產生的原因。
llc的之所以可以做到軟開關，特別是fsw>fr1、fr1=fsw、fr1>fsw>fr2這三個區，是針對mos管來說的，不是zcs，而是zvs，因為mos在開關過程中，開通損耗佔很大比例，相反igbt關斷時由於尾拖電流造成的損耗就要比開通過程的損耗大，所以igbt如果滿足zcs損耗就要小得多。
之所以llc諧振腔要呈感性，是因為需要電壓超前電流（可以將上管開通時，想象成正弦電壓剛好從0°開始加在諧振腔裡），一旦呈感性，則諧振腔的電流在上管開通前的流通方向是負的，正是因為這個負電流，才能給上管放電、下管充電，使得上管mos兩端的電壓為0，開通前為0了，那麼開通時便實現了zvs。如果呈容性，同理可知上管開通前，諧振腔電流方向為正，下管靠體二極體來續流，上管截止，當開通的時候，下管體二極體由於反向恢復時間的存在，有可能會使母線電壓短路，從而炸管。但是可以利用此特性，在上管關斷前，諧振腔電流為負，實現zcs，使得igbt也可以適用llc此類拓撲。
當諧振腔電流與勵磁電流相等後，沒有電流流入「理想」變壓器初級繞組內，所以初級繞組並未被鉗位到nvo，此時勵磁電感就呈現出電感的性質，所以此時諧振頻率將改變成「l+l+c」，所以電流波形是乙個斜坡（其實是一段曲線，因為是正弦波的一小段，所以次邊電壓為一條斜線，二階的導數是一階，就是一條線性的斜線）。
當fsw>fr1時，此時勵磁電感並不參與諧振，圖1中電流波形之所以會突然被拉下來，是因為上管關斷後，勵磁電流與諧振電流仍不相等，所以勵磁電感兩端電壓會被鉗位在nvo，而此時諧振電容上有電壓，所以電流會呈現(vc-nvo)/lr的斜率下降，諧振電流被「拉」到與勵磁電流相等。
圖2llc的核心思想是通過f（頻率）實現穩壓原理。詳細原理如圖2所示。
那麼llc是如何實現軟開關的呢??
這裡提到一點，即開關頻率一定要大於最小諧振頻率（即由cr和ls、lp的諧振頻率）; 為什麼呢?因為，這裡必須保證這個諧振網路為感性負載（電感的阻抗大於電容的阻抗）。為什麼要這樣呢?
看下面的圖：
圖3接下來解析一下圖3，設左邊最端點處的為零點（圖中為標出），則由fha可知，在半橋中點的電壓可以等效為 vs=(2vin/pi*sinw1t) ; 由於負載成感性，那麼電流必將滯後電壓，，即ip=a*sin(w1t-a), a表示乙個常數，a為滯後的相位。 這樣，在零電壓即vs=0的時候，流過mos管的電流為負值即通過體二極體。這個時候，驅動mos管，則能實現開關零損耗;至於關斷呢?
從圖3中可知，上管關斷時，mos管有正向電流通過，然後由於mos管兩端並接了緩衝電容，故使得電壓緩慢降低，從而實現了軟開關的作用。電容儲存的能量，在下一週期會返回到dc電源中去。
本篇文章對半橋llc電路中的波形產生過程進行了較為詳細的講解，屬於一篇有針對性並且較為基礎的文章，希望本篇文章能對各位新手有所幫助。
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