摘要：介紹了正弦波輸出變壓變頻電源系統。對正弦波輸出變壓變頻電源三種spwm調製方式廈數位化控制策略進行了研究，以期得到一種較理想的調製方式，使變壓變頻電源的開關管損耗、可靠性及輸出電壓質量得以改善。
並以tms320f240數字訊號處理器為主控晶元，實現逆變電源變頻、變壓輸出，最後給出實驗結果。
關鍵詞：變壓變頻；正弦脈寬調變；諧波分析；多環控制
中圖分類號：tm46 文獻標識碼：a 文章編號：()219 2713(2005106 0025—05
o 引言
隨著電力電子技術的飛速發展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應用在各個領域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質量的要求主要包括兩個方面：一是穩態精度高；二是動態效能好。
因此，研究開發既簡單又具有優良動、靜態效能的逆變器控制策略，已成為電力電子領域的研究熱點之一。
在現有的正弦波輸出變壓變頻電源產品中，為了得到spwm波，一般都採用雙極性調製技術。該調製方法的最大缺點是它的4個功率管都工作在較高頻率(載波頻率)，從而產生了較大的開關損耗，開關頻率越高，損耗越大[1]。本文針對正弦波輸出變壓變頻電源spwm調製方式及數位化控制策略進行了研究，以tms320f240數字訊號處理器為主控晶元，以期得到一種較理想的調製方法，實現逆變電源變壓、變頻輸出。
1 變頻變壓電源系統
圖l為變壓變頻電源系統結構。單相正弦輸入電壓uac經boost pfc環節變成400v穩定的直流電壓。逆變部分採用了全橋結構，l及c分別是逆變器的輸出濾波電感和濾波電容，r1為負載阻抗。
本文所設計的變壓變頻電源輸出電壓頻率及電壓變化範圍較寬，輸出頻率為40～1000hz，輸出電壓為30~250v。只有選擇合適的控制策略，才能使得在整個輸出範圍內都有較小的thd。
在正弦波逆變電源數位化控制方法中，目前國內外研究得比較多的主要有數字pid控制、無差拍控制、雙環反饋控制、重複控制、滑模變結構控制、模糊控制以及神經網路控制等。本文所採用的是外環為平均值環、內環為瞬時值環的雙環控制策略。內環通過瞬時值控制獲得快速的動態效能，保證變壓變頻電源輸出電壓畸變率較低，外環使得變壓變頻電源在各個頻率段的輸出電壓具有較高的精度，並使用dsptms320f240全數字的控制實現。
2 正弦脈寬調變技術
隨著逆變器控制技水的發展．電壓型逆變器出現了多種的變壓、變頻控制方法。目前採用較多的是正弦脈寬調變技術即spwm控制技術。
單相全橋式電壓型spwm逆變器電路拓撲結構圖如圖2所示。圖2中s1~s4的通斷由正弦脈寬調變產生的訊號來控制。
spwm正弦脈寬調變可分為雙極性調製方式、單極性調製方式和單極性倍頻調製方式[2]。
2.1 3種調製方式特點
2.1.1單極性調製方式
單極性調製方式的特點是在乙個開關週期內兩隻功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩隻功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗。但又不是固定其中乙個橋臂始終為低頻(輸出基頻)，另乙個橋臂始終為高頻[載波頻率)，而是每半個輸出電壓週期切換工作，即同乙個橋臂在前半個週期工作在低頻，而在後半
周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對於選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。
雙極性調製方式
雙極性調製方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率(載波頻率)，雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗。
單極性倍頻調製方式
單極性倍頻調製方式的特點足輸出spwm波的脈動頻率是單極性的兩倍，4個功率管都工作在較高頻率(載波頻率)，因此，開關管損耗與雙極性相同。
2.2 3種調製方式下逆變器輸出電壓諧波分析[3]
用mathcad可推導出3種不同調製方式下逆變器輸出電壓各次諧波有效值與頻率的關係式。
1)對雙極性調製方式
式中：m為調製比；
n為載波比；
f0為正弦波輸出變頻變壓電源的輸出電壓頻率。
圖3～圖5為根據式(1)～(3)做出的3種不同調製方式逆變器輸出電壓頻譜圖(取m=0.8，開關頻率為50khz，n=1000，f0=501hz，e=400v)。
從圖3～圖5可知，3種調製方式下逆變器輸出電壓未經濾波前，單極性調製方式及雙極性調製方式下逆變器輸出電壓諧波分量主要集巾在公升關頻率及其倍頻附近，且單極性調製方式下逆變器輸出電壓諧波分量比雙極性要小。單極性倍頻調製方式下輸出電壓的諧波分量主要在2倍公升關頻率及4倍開關頻率附近。選擇wpwm逆變器的輸出lc濾波器的轉折頻率為開關頻率的i／i0，lc濾波器對開關頻率及其倍頻附近的諧波具有明顯的衰減作用。
2.3 3種調製方式下濾波器輸出電壓thd比較
下面用mathcad來分析3種不同調製方式下，逆變器輸出電壓經過lc濾波器後的thd值。首先假定開關頻率為50khz，直流側輸入電壓e=400v，正弦波輸出變壓變頻電源頻率為40～1000hz。取lc濾波器的電感l=360μh，電容c=2.
8μf。濾波器轉折頻率為5khz，滿載rl=60ω。
thd值的計算公式為
式中：ua1為濾波器輸出電壓基波分量的有效值；uai為濾波器輸山電壓各次諧波分量的有效值。
根據lc濾波器特點，當濾波器輸出電壓諧波頻率為轉折頻率的100倍時，諧波電壓被衰減到原來的0.01％，100倍轉折頻率及更高的諧波被濾波器濾波以後町以忽略不計，使用mathcad只分析到100倍轉折頻率。
從圖6可以看出，在無死區的情況下，單極性倍頻調製方式下濾波器輸出電壓的thd值小於其它兩種調製方式。在實際電路中，由於同一橋臂的兩個開關管工作在互補狀態，為避免直通，均要採用開通延遲技術，使得同一橋臂對管安全關斷以後才導通，開通的延遲時間即為死區時間。
圖7～圖9為m=o.8時3種不同調製方式下，加入不同死區時的濾波器輸出電壓的thd值與頻率的關係**圖。圖lo為m=0.
4時3種不同調製方式下，加入相同死區時的濾波器輸出電骶的thd值與頻率的關係**圖。從闊7，圖10可知，3種調製方式下濾波器輸出電壓的thd值都隨著死ix時間的增大和m減小而增大，在同樣的**條件下，單極性調製方式下濾波器輸出電壓的thd值小於其它兩種調製方式。
用11為肘=0 8時3種不同調製方式下，加入200ns死區時用tek示波器實測變壓變頻電源開環輸出電壓的thd值與頻率的關係圖，與前面**結果相符。
3 控制訊號ds[，實現
控制電路採用r tms320f240數寧訊號處理器，主要任務是在定時中斷內完成變壓變頻控制。控制程式由主程式和乙個定時中斷程式組成，主程式主要完成讀取給定電壓，過流判斷，平均值外環計算等功能。定時中斷程式完成取樣輸出電壓，實時計算出下個開關週期輸出的脈寬。
4 實驗結果
圖12～。
5 結語
本文對正弦波輸出變頻變壓電源的不同調製方式進行了分析研究，研究結果表明，在輸出電壓要求的頻率範圍內，無論是變壓變頻電源輸出電壓的thd**結果，還是實際輸出電壓的thd實測資料(包括開環、閉環)，單極性調製方式下正弦波輸出變壓變頻電源輸出電壓的thd值比其它兩種調製方式小；而且單極性調製方式下功率管的損耗小於其它兩種調製方式，因此，對正弦波
輸出變頻變壓電源來說，單極性調製方式無論輸出電壓波形的質量還是開關損耗，都優於其它兩種調製方式。
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