降低記憶效應的基本想法是：通過附加電路濾除由包絡和二次諧波控制的三階交調分量。最簡便的方法是在四分之一波長傳輸線後面的偏置線上，新增輔助電路使包絡訊號和二次諧波短路，但由於傳輸線的離散作用，使得這種方法難以實現寬頻短路。
因此，短路電路網路應當直接加在緊靠柵極和漏極的地方，而不必經過四分之一波長傳輸線才短路。短路網路可使用lc串聯電路實現。
採用附加電路法減弱功放記憶效應分析
使用附加電路濾除由包絡和二次諧波控制的三階交調分量，對減小功率放大器的記憶效應是有效的，現分析如下：
假設訊號的中心頻率為f_、頻寬為f_-f_，並帶有二次諧波和包絡分量。它的頻譜如圖1所示。
訊號的中心頻率可表示為
f_=\frac+f_}≈\sqrtf_}(1)
電晶體的一種理想輸出埠匹配電路拓撲如圖2。
輸入埠的匹配電路拓撲同樣採用上面的結構。圖中包括濾除二次諧波和包絡的lc諧振迴路和基波的最優匹配電路。為了使濾除二次諧波的lc諧振迴路對二次諧波2f_和2f_具有相同的阻抗，則l2與c2組成的諧振迴路須在頻率2\sqrtω_}處振盪，即
l_c_=1/(4ω_ω_)≈1/(2ω_)^(2)
假設濾除包絡的lc諧振迴路和基波匹配電路的阻抗在二次諧波頻率處非常大，則輸出負載阻抗z_,_(2f_)和z_,_(2f_)是共軛的，它們的模為∣z_(2f_)∣=∣z_(2f_)∣=4πl_(f_-f_)(3)
顯然，z_(2f_)和z_(2f_)與電感l2和訊號頻寬有關。
為了將包絡訊號短路，須使用乙個大電容cg。同樣地，假設濾除二次諧波的lc迴路和基波匹配電路在訊號頻寬頻率處的阻抗非常大，則z_(f_-f_)的模可表示為
∣z_(f_-f_)∣=2πl_(f_-f_)(4)
若電感l2與le的值相同，那麼阻抗z_(f_-f_)將是z_(2f_)的二分之一。最後，需要匹配的優化基波阻抗為
jx_(ω)=[jωl_+1/(jωc_)]//jωl_//jωc_(5)
其中ω_≤ω≤ω_，如果濾除二次諧波和包絡的lc諧振迴路在基波頻率處的阻抗非常小，則在實際中難以將這個優化基波阻抗匹配到實際的負載阻抗，故匹配的難度將限制l2、le和c2的取值。根據要求，可以得到濾除二次諧波和包絡的lc諧振迴路的最小阻抗值。因此，在設計短路網路的時候，應注意使濾除二次諧波和包絡的lc諧振迴路在基波頻率處的阻抗要大於這個最小值。
某軍用集群系統基站降低功放記憶效應的實現
軍用集群系統所用的頻率範圍一般為400~420mhz，其基站的功率放大器通常使用封裝後的電晶體，故實際中不得不考慮封裝引腳的電感效應。當和外部匹配電路配合使用時，封裝引腳的寄生電感具有改善電晶體的穩定性、增加有用頻寬的優點。以mrf5p21180hr6ldmosfet為例，這種電晶體由兩個90w的功率單元構成，能達到180w的功率峰值。
封裝後單個功率單元的等效電路如圖3所示。
在包絡這種低頻下，小電容的阻抗非常大，併聯結構中可忽略不計。則針對包絡分量的阻抗和頻率ω、lg1、lg2和ld2有關係，並可求出阻抗z_(f_-f_)和z_(f_-f_)的表示式：
∣z_(f_-f_)∣=2π(l_+l_+l_)(f_-f_)(6)
∣z_(f_-f_)∣=2π(l_+l_)(f_-f_)(7)
另一方面，對於二次諧波分量，柵極和漏極外相應的阻抗z'_(ω=2ω_≈2ω_)和z'_(ω=2ω_≈2ω_)的表示式為，
z'_(ω=2ω_≈2ω_)=-﹛1/jωc_/2)//[jωl_+(jωl_//1/jωc_)]﹜(8)
z'_(ω=2ω_≈2ω_)=?[1/(jωc_/2)//jωl_(9)
等式（8）、（9）很容易用包含串聯lc諧振迴路的匹配電路實現，這是因為二次諧波分量的相對頻寬要比包絡分量的相對帶寬窄得多，故濾除包絡分量比濾除二次諧波分量的難度更大。因此，包絡分量對記憶效應的作用要比二次諧波分量更大。在實際應用中，由於包絡分量對功率放大器的記憶效應起主要作用，故一般只對濾除包絡分量的輔助電路進行優化，高頻下可用某些寄生引數較強的大電容（如鉭電容）來代替濾除包絡分量的串聯lece諧振迴路。
功率放大器非線性特性產生的失真分量不恆定，例如三階或五階交調的幅度、相位會隨輸入訊號幅度和頻寬的變化而改變。這種失真分量依賴於輸入訊號幅度、頻寬的現象通常稱之為功率放大器的記憶效應
功率放大器的記憶效應是個很讓設計工程師討厭的東西；但是很難避免的，只能是通過設計來改善；因為功率放大器的記憶效應的表現特徵就是imd隨著雙音訊號間隔增大，而imd會惡化，或隨著頻率頻寬增大，也出現不穩定現象；還有就是**頻寬很難做寬；
解決方法：微帶電路匹配時，要選擇至少3階阻抗變換；漏極1/4波長饋電部分要選擇對稱設計，可以改善功率放大器的記憶效應的影響。
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