當接通市電q16啟動以後，q16的導通電流在脈衝變壓器中儲存磁能，隨正反饋過程c15充電電流逐漸減小開關管進入截止區，t釋放磁能，l4產生感應電壓經d7向c30充電，經過幾個振盪週期後，c30充電電壓公升高到5v以上，該輸出電壓經r17,光耦器發光二極體使穩壓管d8擊穿，光耦器初次級同時導通，使t的l2由d6整流的輸出電壓加到q17的基極，q17飽和導通，開關管q16停振。此時c30向負載電路放電，當c30放電電壓低於5v時穩壓管d8截止，q17隨即截止，開關管q16又開始振盪重複上述過程。其結果通過振盪一抑制過程保持輸出電壓的穩定。
此穩壓過程不同於脈寬調變之處是，q17並非對q16的每個振盪週期導通時間進行控制，只要c30的充電電壓未達到d8設定值q17並不動作，因此稱rcc方式為非週期性開關電源。此種穩壓方式除q16的振盪形成輸出紋波以外，還有q16振盪被抑制產生的頻率較低的紋波，所以在輸出端需接入l10（82 uh）c32組成的濾波電路。rcc的電路簡單，還具有負載電流自動調控功能，屬50w以下小型開關電路的優選電路。
作為便攜電器交流介面卡的最方便之處是萬一空載也不損壞電源，空載時c30放電過程延長只通過r4有50ma的放電電流，q16處於占空比極小的振盪狀態功耗也極小。
製作rcc型電源關鍵是脈衝變壓器t的繞制。無論何種開關電源脈衝變壓器的計算是極繁瑣又極不準確的，對業餘製作者來說通過估算，實驗調整來確定比較實際。即使是估算也涉及磁芯材料，結構的影響，限於目前市場產品引數的離散性，業餘者也難以確定，此處只列出部分計算結果供參考。
小功率開關電源脈衝變壓器製作引數（繞組功能參考附圖）如附表所示。
元件資料的調集成理可以彌補脈衝變壓器引數的誤差，本文將裝配過程中失誤（t相位接反，元件不合格，裝配中開路，短路等）造成無輸出的故障檢查省略，談元件的選配除錯。裝配無誤將電源經25w燈泡接入市電，同時在輸出端接入25ω、2w的假負載電阻，輸出端應有電壓，隨即在3.3~4.
5v之間更換d8,可使輸出電壓為5v±0.2v.調整中出現故障和元件數值的關係如下。
無輸出電壓，說明電源未起振，如果脈衝變壓器相位無誤，試將r84換成270kω/0.5w的電阻，若仍無輸出，則q16的β值過低，換成β大於40的開關管。
輸出電壓始終偏低，更換d8無效，為正反饋量過低。焊去外加25ω假負載電壓公升高可證明。原因是t的l2匝數偏少，漏感過大，可試將r83減小為160ω、120ω…68ω、32ω。
如改進不大，則重繞l2,適當增加匝數。r83減小限度以電壓開始公升高為限，若阻值過小將增大開關管損耗。
輸出電壓偏高，若d8改用3.1v仍輸出5.5v以上電壓，可能原因是q17飽和壓降過大，要選擇飽和壓降小的8050.若光耦器發光管正向壓降超過2v,可用plc817試之。
電源發出"吱"叫聲，首先將c15改用4700pf、6800pf滌綸電容，c12改用0.47 uf無極性電容，如仍有叫聲為t的l1電感量偏大，試將磁芯空氣隙增大為0.2~0.
3mm,方法是在芯柱介面墊入相同直徑的漆包線壓緊、粘牢。
開關電源脈衝變壓器當用於單端電路時，必須留有氣隙，對新型圓柱形芯柱的磁芯，製作中已予留1mm左右氣隙。e1型磁芯可在兩側旁柱端麵用0.6mm漆包線隔開。
調整氣隙可微調初級電感，無**率大小單端開關電源不能不留氣隙通電， 一旦磁芯吸牢形成磁通飽和就會產生極大雜訊，同時損壞開關管。
rcc開關電源電路基本上都相似，但是有乙個共同點就是在變壓器比較關鍵。不過其他他激式開關電源的變壓器也是同樣。 普通的rcc線路都有這樣的特性：
負載不變時，頻率隨輸入電壓上公升而上公升；輸入電壓不變時，隨負載增大頻率減小。跟據能量守恆定律可以推出其頻率公式，這就是為什麼在設計（寬電壓）高頻變壓時要選最低工作頻率就是這個原因，通常的rcc線路滿足不了cec的，而且emi也不好處理。應該說rcc是非常複雜的， 它跟整個系統都有關係，因此在功率小於50w ,而且負載不怎莫變化的場合比較有吸引力。
目前rcc電路普遍存在炸機現像，rcc雖然看起來簡單，其實除錯是一件很麻煩的事，差不多每乙個元器件都會影響電路穩定性，100w以下在低端靜態低於1w,高階可控制在2w內，解決空載待機功耗還是乙個問題…
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