深入理解功率mosfet的開關損耗
做照明驅動的朋友都希望自己做的驅動板能達到很高的效率，。
以下內容詳細分析計算開關損耗，並論述實際狀態下功率mosfet的開通過程和自然零電壓關斷的過程，從而使電子工程師知道哪個引數起主導作用並更加深入理解mosfet。對提公升產品效能應該有所幫助。
mosfet開關損耗
1 開通過程中mosfet開關損耗
功率mosfet的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著buck變換器上管的開通狀態，對於下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計。
圖1 mosfet開關過程中柵極電荷特性
開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上公升，柵極電壓為
其中：vgs為pwm柵極驅動器的輸出電壓，ron為pwm柵極驅動器內部串聯導通電阻，ciss為mosfet輸入電容，rg為mosfet的柵極電阻。
vgs電壓從0增加到開啟閾值電壓vth前，漏極沒有電流流過，時間t1為
vgs電壓從vth增加到公尺勒平台電壓vgp的時間t2為
vgs處於公尺勒平台的時間t3為
t3也可以用下面公式計算：
注意到了公尺勒平台後，漏極電流達到系統最大電流id，就保持在電路決定的恆定最大值id，漏極電壓開始下降，mosfet固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關係，漏極電流恆定，因此柵極電壓也保持恆定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過公尺勒電容。過了公尺勒平台後，mosfet完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續地增大，直到等於驅動電路的電源的電壓。
mosfet開通損耗主要發生在t2和t3時間段。下面以乙個具體的例項計算。輸入電壓12v，輸出電壓3.
3v/6a，開關頻率350khz，pwm柵極驅動器電壓為5v，導通電阻1.5ω，關斷的下拉電阻為0.5ω，所用的mosfet為ao4468，具體引數為ciss=955pf，coss=145pf，crss=112pf，rg=0.
5ω；當vgs=4.5v，qg=9nc；當vgs=10v，qg=17nc，qgd=4.7nc，qgs=3.
4nc；當vgs=5v且id=11.6a，跨導gfs=19s；當vds=vgs且id=250μa，vth=2v；當vgs=4.5v且id=10a，rds(on)=17.
4mω。
開通時公尺勒平台電壓vgp：
計算可以得到電感l=4.7μh.，滿載時電感的峰峰電流為1.
454a，電感的谷點電流為5.273a，峰值電流為6.727a，所以，開通時公尺勒平台電壓vgp=2+5.
273/19=2.278v，可以計算得到：
開通過程中產生開關損耗為
開通過程中，crss和公尺勒平台時間t3成正比，計算可以得出公尺勒平台所佔開通損耗比例為84%，因此公尺勒電容crss及所對應的qgd在mosfet的開關損耗中起主導作用。ciss=crss+cgs，ciss所對應電荷為qg。對於兩個不同的mosfet，兩個不同的開關管，即使a管的qg和ciss小於b管的，但如果a管的crss比b管的大得多時，a管的開關損耗就有可能大於b管。
因此在實際選取mosfet時，需要優先考慮公尺勒電容crss的值。
減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起emi的問題。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低公尺勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。
但過低的閾值開啟會使mosfet容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝複雜程度和成本。
2 關斷過程中mosfet開關損耗
關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用pwm驅動器內部的下拉電阻0.5ω和rg串聯計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727a來計算關斷的公尺勒平台電壓及相關的時間值：
vgp=2+6.727/19=2.354v。
關斷過程中產生開關損耗為：
crss一定時，ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。
圖2 斷續模式工作波形
coss產生開關損耗與對開關過程的影響
1 coss產生的開關損耗
通常，在mosfet關斷的過程中，coss充電，能量將儲存在其中。coss同時也影響mosfet關斷過程中的電壓的上公升率***s/dt，coss越大，***s/dt就越小，這樣引起的emi就越小。反之，coss越小，***s/dt就越大，就越容易產生emi的問題。
但是，在硬開關的過程中，coss又不能太大，因為coss儲存的能量將在mosfet開通的過程中，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統的整體效率，同時在開通過程中，產生大的電流尖峰。
開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態過程中有可能損壞mosfet，同時還會產生電流干擾，帶來emi的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的pwm控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的最小占空比值。
coss產生的損耗為：
對於buck變換器，工作在連續模式時，開通時mosfet的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時，由於輸出電感以輸出電壓為中心振盪，coss電壓值為開通瞬態時mosfet的兩端電壓值，如圖2所示。
2 coss對開關過程的影響
圖1中vds的電壓波形是基於理想狀態下，用工程簡化方式來分析的。由於coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明。
基於理想狀態下，以工程簡化方式，認為vds在t7時間段內線性地從最小值上公升到輸入電壓，電流在t8時間段內線性地從最大值下降到0。
圖3 mosfet開關過程中實際波形
實際過程中，由於coss影響，大部分電流從mosfet中流過，流過coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此coss的充電速度非常慢，電流vds上公升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為coss的存在，在關斷的過程中，由於電容電壓不能突變，因此vds的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是zvs，即0電壓關斷，功率損耗很小。
同樣的，在開通的過程中，由於coss的存在，電容電壓不能突變，因此vds的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。
在理想狀態的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。
從上面的分析可以看出：在實際的狀態下，coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，vds的電壓在公尺勒平台起始時，電壓上公升速度非常慢，在公尺勒平台快結束時開始快速上公升。
圖4 非連續模式開關過程中波形
coss越大或在ds極額外的併聯更大的電容，關斷時mosfet越接近理想的zvs，關斷功率損耗越小，那麼更多能量通過coss轉移到開通損耗中。為了使mosfet整個開關週期都工作於zvs，必須利用外部的條件和電路特性，實現其在開通過程的zvs。如同步buck電路下側續流管，由於其寄生的二極體或併聯的肖特基二極體先導通，然後續流的同步mosfet才導通，因此同步mosfet是0電壓導通zvs，而其關斷是自然的0電壓關斷zvs，因此同步mosfet在整個開關週期是0電壓的開關zvs，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步mosfet只有rds(on)所產生的導通損耗，選取時只需要考慮rds（on）而不需要考慮crss的值。
注意到圖1是基於連續電流模式下所得到的波形，對於非連續模式，由於開通前的電流為0，所以，除了coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續模式下仍然可以看到vgs有公尺勒平台，這主要是由於coss的放電電流產生的。coss放電快，持續的時間短，這樣電流迅速降低，由於vgs和id的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時，vgs也會降低，vgs波形前沿的公尺勒平台處產生乙個下降的凹坑，並伴隨著振盪。
希望看到這裡大家都能深入理解功率mosfet的開關損耗。
功率MOSFET器件介紹
功率mosfet器件由於採用了絕緣柵，只需很小的驅動功率，且開關速度優異。可以說具有 理想開關 的特性。其主要缺點是開態電阻 rds on 和正溫度係數較高。本文闡述了高壓n型溝道功率mosfet的特性，並為器件選擇提供指導。最後，解釋了nce power公司mosfet的資料表。功率mosfet結...
功率MOSFET測試報告
4310測試報告 一 測試專案 二 測試裝置 三 各項指標測試方法及測試結果 1 外觀檢驗 2 vgs耐壓測試 測試方法 採用直接在被測mos管vgs兩端加正負驅動電壓的方式，記錄mos管g s極有250ua漏電流的vgs電壓。測試結果 3 vds耐壓測試 測試方法 用10k電阻將被測mos管的g ...
如何使用MOSFET工程實踐
看到許多的朋友對mosfet不是很熟悉,我簡單的給大家介紹一下,以後如果有時間,再詳細討論.金屬 氧化層 半導體 場效電晶體，簡稱金氧半場效電晶體 metal oxide semiconductor field effect transistor,mosfet 是一種可以廣泛使用在模擬電路與數位電路...