uc3842是一塊功能齊全、較為典型的單端電流型pwm控制積體電路，內包含誤差放大器、電流檢測比較器、pwm鎖存器、振盪器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。它提供8埠雙列直插塑料封裝和14埠塑料表面貼裝封裝，內部結構如下圖所示。
8埠雙列直插塑料封裝的uc3842各管埠功能簡介。
①埠***p是內部誤差放大器的輸出端。
②埠vfb是反饋電壓輸入端，與內部誤差放大器同相輸入端的+2.5v基準電壓進行比較，產生誤差電壓，控制脈衝的寬度。
③埠isense是電流感測端。在應用電路中，在mosfet的源極串接乙個小阻值的取樣電阻，將脈衝變壓器的電流轉換成電壓並送入③埠，控制脈衝的寬度。
④埠rt/ct是定時端。鋸齒波振盪器的振盪頻率f=1.8/（rt·ct），電流模式工作頻率可達500khz。
⑤埠gnd是接地。
⑥埠output是輸出端，此埠為圖騰柱式輸出，驅動電流的峰值高達l.0a。
⑦埠vcc是電源。當供電電壓低於16v時，uc3824不工作，此時耗電在1ma以下。晶元工作後，輸入電壓可在10～30v之間波動，工作電流約為15ma。
⑧埠vref是基準電壓輸出，可輸出精確的+5v基準電壓，電流可達50ma。
輸入濾波、整流原理圖
① 防雷電路：當有雷擊，產生高壓經電網匯入電源時，由f1、r1（壓敏電阻）組成的電路進行保護。當加在壓敏電阻兩端的電壓超過其工作電壓時，其阻值降低，使高壓能量消耗在壓敏電阻上，若電流過大，f1會燒毀保護后級電路。
② 輸入濾波電路：x1、l1組成lc濾波網路主要是對輸入電源的電磁雜訊及雜波訊號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。當電源開啟瞬間，要對e1充電，由於瞬間電流大，加r2（熱敏電阻）就能有效的防止浪湧電流。
因瞬時能量全消耗在rt1電阻上，一定時間後溫度公升高後r2阻值減小（r2是負溫係數元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。
③ 整流濾波電路：交流電壓經d1整流後，經e1濾波後得到較為純淨的直流電壓。若e1容量變小，輸出的交流紋波將增大。
經過整流濾波後得到的300v左右的直流電壓經r3降壓給e2充電，當e2的電壓達到uc3842的啟動電壓門檻值時，uc3842開始工作並提供驅動脈衝，由腳6輸出推動開關管工作。隨著uc3842的啟動，r1的工作也就基本結束，餘下的任務交給反饋繞組（n2），由反饋繞組產生電壓給uc3842供電。
由於輸入電壓的不穩定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現短路、過壓、欠壓等不利於電路工作的現象發生，因此，電路必須具有一定的保護功能。如下圖所示，如果由於某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上公升，r3兩端的電壓上公升，uc3842的腳3上的電壓也上公升。當該腳的電壓超過正常值0．3v達到1v時，uc3842的pwm比較器輸出高電平，使pwm鎖存器復位，關閉輸出。
這時，uc3842的腳6無輸出，mos管q1截止，從而保護了電路。如果供電電壓發生過壓(在265v以上)，uc3842無法調節占空比，變壓器的初級繞組電壓大大提高，uc3842的腳7供電電壓也急劇上公升，其腳2的電壓也上公升，關閉輸出。如果電網的電壓低於85v，uc3842的腳1電壓也下降，當下降lv(正常值是3．4v)以下時，pwm比較器輸出高電平，使pwm鎖存器復位，關閉輸出。
如果人為意外地將輸出端短路，這時輸出電流將成倍增大，使得自動恢復開關rf內部的熱量激增，它立即斷開電路，起到過壓保護作用。一旦故障排除，自動恢復開關rf在5s之內快速恢復阻抗。因此，此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護。
常見的原理圖
工作原理：
r6、c3、r7、r8、c4、d1、d2組成緩衝器，和開關mos管並接，使開關管電壓應力減少，emi減少，不發生二次擊穿。在開關管q1關斷時，變壓器的原邊線圈易產生尖峰電壓和尖峰電流，這些元件組合一起，能很好地吸收尖峰電壓和電流。從r3測得的電流峰值訊號參與當前工作周波的占空比控制，因此是當前工作周波的電流限制。
當r5上的電壓達到1v時，uc3842停止工作，開關管q1立即關斷 。
r1和q1中的結電容cgs、cgd一起組成rc網路，電容的充放電直接影響著開關管的開關速度。r1過小，易引起振盪，電磁干擾也會很大；r1過大，會降低開關管的開關速度。z1通常將mos管的gs電壓限制在18v以下，從而保護了mos管。
q1的柵極受控電壓為鋸形波，當其占空比越大時，q1導通時間越長，變壓器所儲存的能量也就越多；當q1截止時，變壓器通過d1、d2、r7、r8、c3釋放能量，同時也達到了磁場復位的目的，為變壓器的下一次儲存、傳遞能量做好了準備。ic根據輸出電壓和電流時刻調整著⑥腳鋸形波占空比的大小，從而穩定了整機的輸出電流和電壓。 c4和r6為尖峰電壓吸收迴路。
d4為整流肖特基二極體，c9的作用是濾除尖峰電流，e3,e4,l2組成濾波電路，e5為儲能電容。
如下圖所示，tl413的陰極電壓由rh6與rh7+rx的比值決定，pc817的初級電流，當輸出電壓公升高時，if增大，使得初級電流ic增大，uc3842的***p腳電壓降低，輸出占空比降低，從而使輸出電壓降低，當輸出電壓降低時，if減小，初級電流減小，***p腳電壓公升高，輸出占空比增大，輸出電壓增高，所以最終使得電壓為一穩定值輸出。
buck開關型調整器詳細分析
開關型調整器將快速通斷的電晶體置於輸入與輸出之間，通過調節通斷比例（占空比）來控制輸出直流電壓的平均值。該電壓由可調寬度的方波脈衝構成，通過設計合適的lc濾波器可將方波脈衝平滑成無紋波直流輸出，其值等於方波脈衝的平均值。整個電路採用輸出負反饋，通過檢測輸出電壓並結合負反饋控制占空比，穩定輸出電壓不受輸入網壓和負載變化的影響。
如圖1.4所示buck調整器。其中，開關器件q1作為單刀單擲開關與直流輸入電壓vdc串聯。
在開關週期t內，q1導通時間為ton。q1導通時，v1點電壓為vdc（設q1導通，壓降為0）。q1關斷是，v1點電壓迅速下降到0。
若沒有鉗位二極體d1（也稱續流二極體）將其鉗位於地，則v1點電壓波形將會降得很負而損壞q1。
flyback反激變換器詳細分析
反激拓撲中，開關管導通時，變壓器儲存能量，負載電流由輸出濾波電容提供；開關管關斷時，變壓器將儲存的能量傳送到負載和輸出濾波電容，以補償電容單獨提供負載電流時消耗的能量。
圖4.1 工作於不連續模式下的反激變換器
q1導通時，所有繞組同名端電壓相對於異名端為負，輸出整流管d1、d2反偏，c1、c2單獨向負載供電。c1、c2容量的選擇應保證提供負載電流的同時滿足輸出電壓紋波和壓降的要求。q1導通期間，np的電壓恆定，其電流線性上公升，斜率為。
其中lp是初級勵磁電感。在導通結束之前，初級電流上公升達到。此時變壓器儲存的能量為，式中e的單位為焦耳，lp的單位為亨利，ip的單位為安培。
q1關斷時，勵磁電感的電流使各繞組電壓反向，設此時次級只有乙個主次級繞組nm，沒有其他輔繞組。則由於電感電流不能突變，在q1關斷資料，變壓器次級電流幅值為。幾個開關週期之後，次級直流電壓上公升到vom。
q1關斷是，nm同名端電壓為正，電流從該端流出並線性下降，斜率為。其中ls為次級電感。若次級電流is在q1再次導通之前降為0，則變壓器儲存的能量在q1再次導通前已全部傳送到負載端，變壓器工作在不連續模式。
此時電感中電流為0，負載電流和電壓由輸出電容提供。
設計原則和設計步驟
設計變壓器時需遵循眾多規則，必須注意設計順序。首先應確定匝比，因為匝比決定了不考慮漏感尖峰時開關管可承受的最大關斷電壓應力。若忽略漏感尖峰並設整流管壓降為1v，則直流輸入電壓最大時開關管的最大電壓應力為。
引數選擇應使盡量小，以保證及時有的漏感尖峰疊加於，對開關管的極限值仍然留有30%的裕度。
根據伏秒平衡的原則，假設q1和d1的正嚮導通壓降都是1v，則有，tr為變壓器復位時間，即次級電流將為0所需時間。為保證電路工作在不連續模式，必須設定死區時間，即圖中的tdt。通常要留出0.
2t的死區裕度。
之前介紹的boost變換器是按照電流連續與非連續的邊界點講解的，也是一種反激變化拓撲。如果設計的誤差放大器僅保持反饋環穩定工作在非連續模式，則當變換器偶爾進入連續電流模式時，誤差放大器的頻寬將迅速降低，電路將發生振盪。其中設計的內容，需要更進一步學習經典控制理論的知識。
為保證電路工作在非連續電流模式，可根據確定最大導通時間。當選擇了合適的vdc和vms後，可得，
● 初級電感量計算：
乙個週期t內，直流母線電壓vdc提供的功率為，，則有，
設變換器效率為80%，則
輸入功率=1.25輸出功率=，注意到最大導通時間ton出現在輸入電壓最低的時刻，因此，則有，或者，
● 開關管的最大電壓應力和峰值電流
若開關管為mosfet管，則其最大額定電流應為計算值的5~10倍，以使其導通電阻足夠小，導通壓降足夠低。
● 初級電流有效值和導線尺寸規格
初級電流為三角波，峰值為ip，有效值為
若去線徑關係為500圓密耳每有效值安培，則初級所需總圓密耳數為
● 次級電流有效值和導線尺寸
次級電流為三角波，峰值為，週期為tr，次級電流有效值為
次級所需導線的總圓密耳數=500
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開關電源考試
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