dc/dc變換器數字pid控制方法研究
時間：2009-04-20 16:09:10 **：《電源世界》 作者：
1 引言
隨著dsp等數字訊號處理器的出現，電力電子電路的數字控制得到了很大的發展。數字處理器能夠瞬時讀取變換器的輸出值，並快速地計算出控制值對變換器進行控制。由於數字控制可以採用靈活的控制策略，一些先進的控制方法應用於電力電子電路成為可能。
隨著數字處理器**不斷下降和效能的不斷提公升，應用數字控制的開關型電力變換裝置會日益增多。未來電力電子的發展方向可以用「高頻化、數位化、綠色化、模組化」來概括。
pid控制是最早發展起來的控制策略之一，由於其演算法簡單、魯棒性好及可靠性高，被廣泛應用於各種控制中，尤其適合可建立精確數學模型的確定性系統。但實際的電力電子系統是乙個線性和非線性相結合的系統，難以建立精確的數學模型。在實際除錯過程中，pid引數往往整定不良、效能欠佳，適應性比較差，長期以來，人們一直在尋求數字pid引數的整定方法。
本文根據變換器系統的硬體條件將取樣頻率調至極限值，提高系統的控制效能，運用極點配置的方法整定pid的比例、積分、微分係數，並通過matlab**修訂這些引數，得到良好的控制效果。
2 控制物件簡介
本文控制的物件為移相全橋零電壓開關變換器。主電路如圖1所示。這種變換器結合了零電壓準諧振技術和傳統pwm變換器技術兩者的優點，工作頻率固定，在換向過程中利用lc諧振使器件零電壓開關，在換向完畢後仍然採用pwm技術傳送能量，開關損耗小、可靠性高，是一種適合於大中功率開關電源的軟開關電路。
圖1 移相控制的全橋變換器
控制器為motorola公司dsp晶元56f8323，開關頻率為150khz，採用輸出電壓單環控制，電壓環取樣頻率為25khz。電壓環中，取樣輸出電壓和計算輸出電壓偏差以及偏差變化，完成電壓環的pid計算，同時完成過壓保護等功能。計算結果作為移相角大小的依據，實現對變換器的控制。
在這裡，為了建立乙個形式簡單而且不依賴具體負載型別的dc/dc變換器的數學模型做如下一些假設：
①功率開關管是理想的器件；
②lc構成低通濾波器；
③高頻變壓器為理想變壓器；
④考慮開關管的的導通壓降、死區效應、線路電阻以及濾波電感的等效串聯電阻這些阻尼因素，綜合乙個等效電阻為r。
3 兩種數字pid控制方法比較
數字控制是一種取樣控制，它只能根據取樣時刻的偏差值計算控制量，因此積分項和微分項需要進行離散化處理。以一系列的取樣時刻點kt代表連續時間t，以求和代替積分，以增量代替微分，可以得到離散的位置式pid表示式：
位置式pid控制演算法流程如圖2所示。
圖2 位置式pid控制演算法流程圖
當執行機構需要控制量的增量，由式（1）可以匯出增量式的pid控制演算法，見式（2）。增量式pid控制演算法流程如圖3所示。
位置式演算法是全量輸出，每次的輸出都與過去的狀態有關，計算時要對e(k)進行累加，數字處理器運算量很大。而且，一旦出現問題，控制器的輸出幅值會很大，從而導致執行機構大幅度變化，這種情況應該避免。而增量式演算法就不存在這個問題，它是增量輸出，不需要對過去的狀態進行累加，誤動作影響小。
增量演算法也有不足，有靜態誤差。因此，如果精度要求高、動作比較快的場合用位置演算法，如本文電力電子變換器的控制；如果執行的時間比較長，如電機調速控制等，則選擇增量式。本文中為了克服位置式演算法的缺點，引進抗積分飽和，設定限制範圍，避免控制器大幅值的變化。
4 dc/dc變換器數字pid引數整定
4.1取樣頻率的確定
取樣頻率在數字控制系統中是乙個很重要的參量，從訊號保真和控制效能角度看變換器系統的取樣頻率越高越好。取樣頻率越高，對硬體要求越高，從而增加硬體的成本。所以選擇取樣週期應該採取折中的方法選擇最佳的取樣週期。
圖4 判斷程式執行結束示意圖
本文的數字控制器選用的是freescale公司的mc56f8323晶元，主頻達到60mhz。為了在現有的硬體條件下確定變換器系統能達到的最大取樣頻率，在中斷程式開始處利用乙個通用輸入輸出埠加以電平翻轉指示訊號，不斷的提高取樣頻率，根據翻轉訊號判斷中斷程式能否執行完，如果指示訊號頻率小於取樣頻率的一半，如圖4最後一種情況所示，即說明實時中斷無法在指定時間內完成，即為現有條件下系統的最大允許取樣頻率。不同的演算法程式，變換器系統能達到的最高取樣頻率也不一樣。
4.2極點配置選擇pid引數
數字控制系統，儘管是乙個離散系統，如果取樣週期t取值足夠小，數字控制系統可以近似看作連續系統，對連續系統控制引數進行離散化後，由數字控制器實現變換器的調節。
按照上面的假設，當變換器的lc輸出濾波器的截止頻率遠遠小於開關頻率，同時直流母線的輸入電壓uin恆定不變的時候，移相全橋變換器除了輸出濾波器部分可以看成是乙個增益恆定的放大器，這一部分的s域模型如圖5所示。
圖5 移相全橋主電路s域模型
圖5中uab(s)為副邊整流後的電壓，uc(s)代表控制器的輸出值。這裡再設定幾個量，il代表電感電流，io代表的是負載電流，為了分析的方便，io看成是負載的擾動。
考慮移相全橋變換器整流後的輸出電壓和負載電流的擾動，運用狀態空間平均模型法推導輸出濾波器的輸出響應，見式（3）。同時，可以畫出方框圖如圖6所示。
圖6 輸出濾波器的s域模型
綜合主電路、濾波器和pid控制器模型可以得到系統的框圖如圖7所示。
圖7 pid控制的dc/dc變換器系統框圖
根據圖7可以得到系統的閉環傳遞函式，見式（4）。
圖3 增量式pid控制演算法流程圖
特徵方程序（5）的三個根就是系統傳遞函式的三個閉環極點。閉環系統的動態響應效能、穩定性主要由閉環極點在s平面上分布的位置決定。移相全橋dc/dc變換器的閉環系統是三階系統，屬於高階系統，其動態特性主要由閉環主導極點決定。
如果根據變換器控制系統的動態效能指標確定了閉環系統主導極點希望位於，其中、wr分別為希望的阻尼比和自然頻率，那麼系統閉環非主導極點可以選擇，n為正的常數，n的取值越大，則由三個閉環極點確定的三階系統響應特性越接近由閉環主導極點決定的二階系統，一般n=5~10。由此得到滿足動態效能要求所希望的閉環系統特徵方程為：
比較式（5）和式（6）可以得到所需引數，該式由極點配置方法得到，所以稱為極點配置pid引數公式。
本文的移相全橋dc/dc變換器實際電路的具體引數為：輸入uin=140v~200v，輸出u0=24v，輸出功率p=220w，輸出濾波電感l=20μh，輸出濾波電容c=2200μf。以上的模型中，等效電阻r的值很難通過理論分析估計出來，考慮到kp、ki不受r影響，所以根據經驗取r=0.
264 。確定希望的阻尼比和自然頻率wr，根據二階系統的階躍響應曲線可以知道，阻尼比越小，上公升時間短，同時系統的超調量也增大，小到一定程度，系統就會出現振盪。觀察從0~1的階躍響應曲線發現，阻尼比在0.
4~0.8之間為佳，此時單位階躍響應的快速性和振盪性得到兼顧。根據大量的工程經驗， =0.
707為最佳阻尼比，所以本文中的選擇0.707。wr的選取根據阻尼比和系統需要的調節時間來確定，本文wr選取1600rad/s。
根據上述引數得到kp=0.24，ki=1274，kd=0.0000165。
5 **與實驗結果
本文採用單電壓環控制，分別在輕載24w和過載216w時測出穩態的輸出電壓和輸出電流，同時進行24w到216w的突載入實驗和216w到24w的突解除安裝實驗。
圖8給出在輸入電壓150v時輸出功率為216w時穩態的輸出電壓電流波形。
圖8 穩態電壓電流輸出波形
圖9為輸出功率24w到216w突加負載時的輸出電壓電流波形，突加負載時電壓有4.8v的跌落，超調量為20%，調節時間需要20ms。
圖9 po：24w→216w電壓電流輸出波形圖
圖10 po：216w→24w電壓電流輸出波形
圖10給出在輸入電壓150v時輸出功率216w到24w突卸負載時的輸出電壓電流波形，突卸負載時電壓有2.16v的過衝，超調量為9%，調節時間需要25ms。
6 結論
實驗執行表明，dsp滿足位置式的數字pid控制演算法的硬體要求，通過測試得到最大取樣頻率改善系統的控制效能。運用極點配置方法得到的引數滿足系統要求，具有良好的靜態特性和動態特性。
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